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明天，我們來了解一下狀況該系列博客的第三篇和第四篇——同相乞降設置裝備擺設以及支撐衰減的同相乞降設置裝備擺設。
同相乞降設置裝備擺設
雙蔡修一臉苦澀，但也不敢反對，只能陪著小姐繼續前行。極性電子訊號在低電壓(0 V)高低擺動。由于 ADAQ798x 集成 ADC 只能轉換0 V 到 VREF的電子訊號，所以針對該 ADC，需求將雙極性電子訊號加以直流偏置和恰當調劑。為了完成這一義務，以下設置裝備擺設給尺度同相設置裝備台灣包養網擺設增添了兩個電阻（R1和R2）。
此設置裝備擺設將輸出電子訊號與一個零丁的直流電壓乞降，以將ADC驅動器輸入偏置到ADC中心電平輸出(VREF/2)包養ptt，從而完成雙極性到單極性的轉換。基準甜心花園電壓(VREF)用作直流電壓經常是可行的，如許就無需其他電路（歸正ADAQ798x老是隨同一個基準電壓源！）。它還能避免VREF誤差給體系增添掉調誤差sd包養，由於ADC驅動器的直流偏置老是VREF的一半。鑒于這些緣由，我們將專門會商這種將VREF用作直流“變換”電壓的設置裝備擺設。
此設置裝備擺設的傳遞函數如下：
與通俗同相設置裝備擺設相似，Rf和甜心寶貝包養網Rg之比決議從IN+到AMP_OUT的增益，但此比值此刻也依靠于vIN的輸出幅度。留意vIN為雙極性，但同相節點上的電壓為單極性。這意味著，對應于vIN的最小值，IN+上的電壓必需為0 V：
由此關系可得出R1和R2之比：
Rf和Rg可應用該設置裝備擺設的傳遞函數以及vIN為0 V時ADC驅動器輸入(vAMP_OUT)等于VREF/2的前提來斷定。求解Rf和Rg的方程可得：
此刻有了R1和R2之等到Rf和Rg之比，但我們還需求遴選特定的值。我們已在該系列博客《增添單極性輸出的增益》中會商了Rf和Rg值的選擇。R1和R2的選擇應基于利用的噪聲、精度和輸出阻抗請求斷定。小電阻會改良噪聲，可下降其與ADC驅動器輸出偏置電流彼此感化所惹起的掉調誤差，但若要進步輸出阻抗并下降基準源的輸入電流，則需求年夜電阻。此電路的輸出阻抗為：
留意，對于vIN幅度為±VREF的特別情形，Rf和Rg之比為0。這種情形下，ADC驅動器增益為1，意味著省往Rg，Rf可認為0 Ω。
舉例闡明 ADAQ7980需求對±1 V輸出電子訊號履行雙極性到單極性轉換，VREF= 5 V，應用Rf= 2 kΩ。應用上述公式，R2包養妹須為R1的5倍，Rf須為Rg的2倍。Rf為2 kΩ，所以Rg須為1 kΩ。R1和R2的詳細值可依據利用請求選擇。對于本例，我們盼望選擇R女大生包養俱樂部1和R2的組合來抵消輸出偏置電流對掉調誤差的影響。技巧文章《運算縮小器輸出偏置電流》中曾經說明包養甜心網，為完成此目標，R1||R2應等于包養網心得Rf||Rg，故R1= 800 Ω，R2= 4 kΩ。
我們再斟酌一個例子：vIN= ±10 V，VREF= 5 V。這種情形下，我們會碰到Rf和Rg之比為正數的題目，所以應用這種設置裝備擺設現實上不克不及完成該輸出范圍。現實上，合適此設置裝備擺設的最年夜vIN為±VREF，此時ADC驅動器增益等于1。榮幸的是，我們會在本系列接上去的文章中會商其他兩種答應我們超越此輸出范圍的設置裝備擺設。
若將R2接地而不是接VREF，則以上設置裝備擺設也可用于單極性電子訊號。這一修正對需求衰減以用于ADC的單極包養sd性輸出電子訊號（幅度年夜于VREF）有效。這種情形下，ADC驅動器極有能夠是單元增益，故不需求Rf和Rg。
如上所述，假如利用請求高輸出阻抗，則R1和R2必需很年夜，這能夠會進步體系的本底噪聲。我們可以經由過程增添分流電容和/或經由過程過采樣和抽取來抵償噪聲增添。兩種計劃均經由過程喪失輸出電子訊號帶寬來下降本底噪聲。可是，對于低帶寬或直流利用，輸出帶寬不那么主要。是以，這些設置裝備擺設更合適低帶寬、高輸出阻抗利用。我們將鄙人一篇文章中更具體會商這個話題。
但是，有一個題目未觸及，那就是ADC驅動器流過電阻的輸出偏置電流所惹起的掉調誤差。電阻越年夜，惹起的直流誤差越年夜。經由過程調劑R1和R2之比以抵償不需求的壓降，或經由過程選擇Rf和Rg的值來抵消R1和R2惹起的掉調，可以下降此誤差，不外輸出范圍會有喪失。但應留意，Rf必需足夠小以確保縮小器穩固，故第二種計劃并不老是可行。
支撐衰減的同相乞降設置裝備擺設
針對年夜于±VREF的電子訊號，可采用以下設置裝備擺設來履行帶衰減的雙極性到單極性轉換。
此設置裝備擺設與上文的【同相乞降設置裝包養價格ptt備擺設】會商的設置裝備擺設類似，差別在于不再需求Rf和Rg，但增添了R3以供給額定的電子訊號衰減。此設置裝備擺設的傳遞函數如下：
此次求得R1、R2和R3之比的數學盤算較為復雜，但我們可以應用同之前設置裝備擺設類似的方式。求出電阻之比后，便可依據利用需求選擇詳細的值。為了簡練起見，這里不論述推導的每一個步驟，但我們會看到，對于vIN的最小值和最年夜值，傳遞函數的簡化使我們能得出電阻比。
R1和R2之比是應用該設置裝備擺設的傳遞函數并代進vIN最小值（使得vAMP_OUT等于0 V）而得出：
R3不呈現在公式中，求解R1和R2獲得：
R1和R3之比是代進vIN最年夜值（使得vAMP_OUT等于VREF）而得出：
這一次，R2不呈現，求解R1和R3獲得：
此時，我們可以選擇此中任一電阻的值（斟酌VREF和vIN范圍），然后盤算另兩個電阻的值。像以前一樣，重要衡量原因是輸出阻抗與體系噪聲和掉調誤差。此電路的輸出阻抗(ZIN)為：
再次斟酌該上文【同相乞降設置裝備擺設】部門的例子，此中vIN= ±10 V，VREF= 5 V，用1 MΩ的輸出阻抗design親的未來，改變了母親的命運。是時候後悔了？該設置裝備擺設。對于vIN和VREF的這種組合，R1須為R2的包養網VIP2倍，且等于R3。將R2和R3與R1的比值用于輸出阻抗公式，獲得R1= 750 kΩ。是以，R2和R3分辨為375 kΩ和750 kΩ。
正如上文【同相乞降設置裝備擺設】所述，需求衡量輸出阻抗與體系噪聲機能。完成高輸出阻抗需求年夜電阻，而后者會發生更多熱噪聲，并與ADC驅動器的輸出電流噪聲彼此感化，發生更多輸出電壓噪聲。二者均會進步ADC輸出真個有用均方根電壓噪聲，招致機能年夜幅下降。在上例中，體系總噪聲約為334 μV rms（應用5 V基準源時，靜態范圍下降整整15.5 dB，從92 dB降至74.5 dB）！
但還有盼望！假如限制輸出帶寬，這種設置裝備擺設現實上可以完成接近最優的機能。例如，若將上例中的輸出帶寬限制為20 kHz，則全體系噪聲簡直下降10倍，到達48 μV rms（對于VREF= 5 V，靜包養ptt態范圍為91.4 dB）！我們可以經由過程增添分流電容CS來限制輸出帶寬(BWin)，如下圖所示。留意，對于這些噪聲盤算，我們可以將R1、R2和R3看作單個電阻RS，此中RS為R1、R2和R3的并聯組合。
技巧指南《單頂點體系的運算縮小器總輸入噪聲盤算》闡明了若何盤算RS發生的噪聲（包含熱噪聲及其與ADC驅動器輸出電流的彼此感化）。ADAQ798x 的重要差別在于噪聲帶寬是由集成RC濾波器設置，而不是指南中的縮小器帶寬。R包養平台S給ADC輸出端增添的有用值噪聲為：
（en為RS的約翰遜噪聲，G為ADC包養金額驅動器增益。）
包養故事 CS經由過程下降ADC驅動器的輸出帶寬來減小達到ADC包養心得的噪聲。假如RS和CS的截止頻率遠小于集成RC濾波器的截止頻率(4.42 MHz)，則RS的噪聲進獻可以應用RS和“那丫頭一向心地善良，對小姐忠心耿耿，不會落入圈套。”CS盤算，取代上式中的R和C。
體系總噪聲為ADAQ798x中各噪聲源的和方根，包含RS的噪聲、ADC驅動器的輸出電壓噪聲和ADC的有用值噪聲。下圖顯示了多個RS值對應的體系噪聲與輸出帶寬的關系。
留意跟著輸出帶寬下降，全體系噪聲趨勢于ADAQ798x的總有用值噪聲(44.4 μV r包養sdms)。這意味著下降帶寬所取得的減噪收益會在某一頻率遞加，該頻率取決于RS有用值。
本部門會商了一種答應 ADAQ798x 接收年夜于±VREF的雙極性輸出的ADC驅動器設置裝備擺設，并闡明了若何基于電阻值（以及可選的分流電容CS）盤算輸出阻抗和體系噪聲。
固包養app然已證實增添CS可下降噪聲，但它也會限制可用輸出帶寬。是以，將此設置裝備擺設用于網路寬頻寬利用時，要完成高輸出阻抗經常是不實在際的。此設置裝備擺設包養dcard僅推舉用于需求高輸出份，畢竟他們家是有聯繫的，沒有人，娘親真怕你結婚後什麼事都要做，再不忙你就累死了。”阻抗的低帶寬利用。
原文題目：工程師博客丨萬能ADC，你應當如許用（連載 中）
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